КВ-приемник мирового уровня? Это очень просто!

Дополнительным преимуществом подобного подхода является возможность очень легко осуществить подстройку амплитуды выходного сигнала ГПД. В случае если его необходимо почему-либо увеличить, для этого достаточно, абсолютно не вмешиваясь в режим работы ЗГ, просто немного изменить номинал резистора R25. Если уменьшить его величину с 10 Ом, как показано на схеме, до 5,6 Ом, то амплитуда выходного сигнала возрастет, примерно, в 1,5 раза! А если увеличить до 13 Ом, то выходной сигнал уменьшится на 25–30 %.

Как очевидно из принципиальной электрической схемы, регулируемым частотнозадающим параметром описываемого ГПД является емкость варикапов VD1 и VD2. Известно, что колебательный контур, перестраиваемый варикапом, имеет определенный, достаточно существенный недостаток. Он заключается в том, что переменное напряжение, поступающее на контур, изменяет величину емкости варикапа таким же образом, как и подводимое для настройки управляющее напряжение. Вследствие этого, во-первых, емкость варикапа изменяется в такт с изменением переменного (высокочастотного) напряжения. И, во-вторых, происходит сдвиг среднего значения емкости в связи с тем, что положительная и отрицательная полуволны вызывают РАЗЛИЧНОЕ изменение мгновенного значения емкости!

Вот почему из-за изменения мгновенного значения емкости варикапа, переменное напряжение ВЧ может принять форму, заметно отличающуюся от желанной синусоиды. Помимо прочего, это приводит как к ухудшению стабильности работы гетеродина, так и к резкому возрастанию его фазовых шумов. Полезно также всегда помнить, что нелинейные эффекты в контурах, содержащих варикапы, начинаются с того момента, когда амплитуда приложенного к ним высокочастотного напряжения составляет ОДНУ ТРЕТЬ от величины постоянного напряжения, подаваемого на этот компонент.

Метод борьбы с подобным недостатком имеется. Он заключается в том, что вместо одного варикапа в составе задающего колебательного контура применены ДВА. Они включены по ВЧ-сигналу последовательно и в противофазе, а по постоянному напряжению— параллельно. Что и реализовано в принципиальной электрической схеме рассматриваемого ГПД. В этом случае на каждый компонент пары приходится только ПОЛОВИНА величины общей амплитуды переменного напряжения сигнала. Это уже само по себе улучшает соотношение величин переменного и постоянного управляющего напряжений, одновременно прикладываемых к варикапу.

Но самое основное заключается в том, что благодаря незначительному и противоположно направленному изменению емкости, когда используются два встречно включенных компонента пары, мгновенное значение обшей емкости контура, фактически, остается постоянным. Следует заметить, что в данном ГПД применены высококачественные варикапы типа КВ-121А. Эти компоненты поставляются заводом-изготовителем также и в виде предварительно подобранных по параметрам пар и четверок. В этом случае компенсация вообще получается полной. Но, как показала практика, даже в случае применения предварительно НЕ подобранных в пары компонентов, качество выходного сигнала ГПД остается очень высоким.

Другой вопрос заключается в том, что для обеспечения нормального функционирования ГПД, основанных на использовании варикапов, стабильность и качество подаваемого на них постоянного управляющего напряжения должно быть ОЧЕНЬ высоким. Так, в радиоприемниках с преобразованием «вверх» стабильность этого напряжения должна поддерживаться с точностью не хуже 0,2 милливольта (или 0,0002 вольта)! Мало того, поскольку, тем или иным образом, в состав задающего колебательного контура 3Г ГПД входят проходная, входная и переходная емкости транзистора (а они существенно меняются при колебаниях питающего ЗГ постоянного напряжения), это означает, запитывать каскады ГПД следует также от высокостабильного источника напряжения.

Практика подтвердила не раз, что наиболее рационально питать каскады ГПД от индвидуального высокостабильного источника напряжения. Что и сделано в описываемом ГПД. Непосредственно на плате ГПД расположен прецизионный стабилизированный источник питания, построенный по компенсационной схеме на транзисторах VT6, VT7 и микросборке типа 198НТ1А. Принцип работы подобных стабилизаторов будет рассмотрен ниже, а пока вернемся к особенностям принципиальной схемы ГПД.

Для того, чтобы в максимальной степени повысить качественные показатели работы генератора плавного диапазона (ГПД), следует учесть еще некоторые обстоятельства. Например, то, что катушка индуктивности (в данном случае L2) частотнозадающей цепи гетеродина НЕ ДОЛЖНА коммутироваться непосредственно. Это важное требование, как правило, в бытовой радиотехнике полностью игнорируется по экономическим причинам. Между тем, невыполнение этого требования резко снижает даже чисто радиотехнические параметры гетеродинов. Не говоря уже о снижении надежности. В данной конструкции подобный факт учтен самым тщательным образом. Это послужило одной из причин того, что в составе данного ГПД имеются ДВА разных ЗГ. Один из них включен, когда осуществляется прием на поддиапазонах 1–4. А второй — когда прием производится на поддиапазонах 5–8.

При этом с помощью герконовых реле типа РЭС-44 осуществляется подача питающих напряжений и съем сигнала ВЧ с того из двух ЗГ, который обеспечивает подключение выбранного для прослушивания участка частотного спектра. Оконечный ВЧ-усилитель оптимален для всего диапазона, а потому напряжение питания подается на него в течение всего времени работы радиоприемника. Дальше предоставляю слово Аматору.

«Аматор»: У нас на очереди УПЧ2.

Д. Усилитель второй промежуточной частоты и его цепь АРУ-2

Принципиальная электрическая схема усилителя второй промежуточной частоты УПЧ2 и его цепи АРУ-2 представлена на рис. 28.6.

С выхода ДИПЛЕКСОРА второго преобразователя частоты, сигнал подается на конденсатор С1. А с него на Г-образный аттенюатор, образованный резистором R1 и фоторезистором, входящим в состав оптрона АОР124А (ЗОР124А). Далее, через конденсатор С4 сигнал поступает на первый затвор двухзатворного полевого МДП-транзистора КП306А. Потенциал второго затвора с помощью резисторов R2 и R3 отрегулирован таким образом, чтобы обеспечить работу транзистора на квадратичном участке переходной вольт-амперной характеристики.

В качестве нагрузки транзистора VT1 применен колебательный контур С6, L1 настроенный на частоту 1,455 МГц, т. е. на ПЧ2. Двухзатворные полевые МДП-транзисторы указанного типа оптимальны для построения высококачественных резонансных усилителей ввиду того, что практически не оказывают шунтирующего действия на эти контура. Следовательно, не происходит ухудшения добротности контуров.

Далее, выделенный первым каскадом сигнал с частотой 1,455 МГц поступает, на аналогичный второй каскад, также настроенный на частоту 1,455 МГц. А затем и на третий. Выходной сигнал которого должен подаваться на амплитудный детектор для выделения составляющей низкой частоты.

Одновременно с этим, сигнал с выхода У ПЧ2 через конденсатор С23 подается на вход балансного амплитудного детектора, собранного на диодах VD1—VD6. Выходы этого детектора поданы на дифференциальный УПТ (усилитель постоянного тока), собранный на ОУ (операционном усилителе) типа КР140УД1408А. В случае, если сигнал на входе УПЧ2 отсутствует, на выходе этого УПТ уровень постоянного УПРАВЛЯЮЩЕГО напряжения равен нулю. А значит и на входе ИТУН (источника тока, управляемого напряжением), потенциал равен нулю. При этом ток через светоизлучающий диод, входящий в состав оптрона, не протекает. Следовательно, фоторезистор имеет максимальное сопротивление. В этом случае на затвор транзистора VT1 поступает, практически, ВСЯ амплитуда входного сигнала. Но, выделенный резонансными контурами и усиленный сигнал второй ПЧ (1,455 МГц), поступив на вход балансного амплитудного детектора, после соответствующего выпрямления, разбалансирует дифференциальный усилитель, на выходе которого теперь появится некоторый постоянный потенциал U_упр.