Схемотехника аналоговых электронных устройств

Рисунок 4.4. Однотактный трансформаторный УМ

Сопротивление нагрузки по переменному току равно:

R_н≈ ≈ R_н·n²,

где n — коэффициент трансформации, n=U₁/U₂.

Данный каскад находит ограниченное применение в современной схемотехнике УМ из-за ряда существенных недостатков:

◆ малого КПД;

◆ больших частотных искажений за счет трансформатора;

◆ больших НИ за счет тока подмагничивания трансформатора;

◆ невозможности реализации в виде ИМС.

Трансформаторные УМ подробно описаны в классических учебниках по УУ, например, в[5,6].

4.4. Двухтактные УМ

Двухтактные УМ ввиду возможности использования режимов АВ, В, С и D характеризуются лучшими энергетическими показателями. На рисунке 4.5 приведена схема двухтактного УМ с трансформаторной связью.

Рисунок 4.5. Двухтактный трансформаторный УМ

При работе данного УМ в режиме класса В, цепь резистора R_б2 отсутствует. Трансформатор Tp₁ осуществляет согласование входа УМ с источником сигнала, трансформатор Tp₂ согласует выходное сопротивление УМ с сопротивлением нагрузки. Трансформатор Tp₁ выполняет еще и функции фазоинвертора (см. на рисунке 4.5 фазировку его обмоток).

 Усиление сигнала в рассматриваемом УМ происходит в два такта работы устройства. Первый такт сопровождается усилением положительной полуволны гармонического сигнала с помощью транзистора VT₂, второй — усилением отрицательной полуволны гармонического сигнала с помощью VT₁.

Графический и энергетический расчет двухтактного трансформаторного УМ двухтактного достаточно полно представлены в классических учебниках по усилительным устройствам, например, [5,6]. Энергетический расчет показывает, что КПД такого УМ реально достигает порядка 70%, что примерно в 1,5 раза больше чем у однотактных УМ.

При выборе типа для УМ следует учитывать то обстоятельство, что на коллекторе закрытого транзистора действует напряжение, равное примерно 2·E_к, что объясняется суммированием E_к и напряжения на секции первичной обмотки Tp₂.

Вследствие того, что каждый транзистор пропускает ток только для одной полуволны гармонического сигнала, режим класса В характеризуется лучшим использованием транзистора по току.

Поскольку токи в секциях обмоток трансформаторов протекают в разных направлениях, отсутствует подмагничивание их сердечников. Отметим так же, что в двухтактном УМ исключена (при симметрии плеч УМ) паразитная ОС по источнику питания и в выходном сигнале отсутствуют четные гармонические составляющие.

Как уже отмечалось выше, отсутствие тока покоя в УМ класса В приводит к появлению значительных НИ. Вследствие нелинейности входных ВАХ, выходной сигнал в двухтактном УМ класса В имеет переходные искажения типа "ступеньки" (рисунок 4.6).

Рисунок 4.6. Искажения сигнала в двухтактном трансформаторном УМ

Уменьшение НИ возможно путем перехода к режиму класса АВ (см. рисунки 4.2 и 4.6). Т.к. токи покоя в режиме класса АВ малы, то они практически не влияют на энергетические показатели УМ.

Поскольку трансформатор является весьма "неудобным" элементом при выполнении УМ в виде ИМС и вносит существенные искажения в выходной сигнал усилителя, УМ с трансформаторами находят ограниченное применение в современной схемотехнике УУ.

В современной электронике наиболее широко применяются бестрансформаторные двухтактные УМ. Такие УМ имеют хорошие массогабаритные показатели и просто реализуются в виде ИМС.

Возможно построение двухтактных бестрансформаторных УМ по структурной схеме, показанной на рисунке 4.7.

Рисунок 4.7. Структурная схема УМ с использованием ФИ

Здесь ФИ — фазоинверсный каскад предварительного усиления (драйвер), УМ — двухтактный каскад усиления мощности.

В качестве драйвера может использоваться каскад с разделенной нагрузкой (рисунок 4.8).

Рисунок 4.8. Каскад с разделенной нагрузкой

Можно показать, что при

,

.

Несмотря на такие достоинства, как простота и малые частотные и нелинейные искажения, каскад с разделенной нагрузкой находит ограниченное применение из-за малого K₀ и разных R_вых, что приводит к несимметричности АЧХ выходов в областях ВЧ и НЧ.

Гораздо чаще применяются ФИ на основе дифференциального каскада (ДК) (рисунок 4.9).

Рисунок 4.9. Фазоинверсный каскад на основе ДК

ДК будут рассмотрены далее, пока же отметим, что через R_э будет протекать удвоенный ток покоя транзисторов VT1 и VT2 и, следовательно, номинал резистора R_э в схеме фазоинверсного каскада уменьшается вдвое по сравнению с расчетом каскада с ОЭ.

При рассмотрении, например, левой половины фазоинверсного каскада видно, что в цепи эмиттера транзистора VT1 (включенного с ОЭ) присутствует R_э и параллельно ему входное сопротивление транзистора VT2 (включенного с ОБ), R_вхОБ≈1/S₀.

Обычно берут R_э>>R_вхОБ (или заменяют R_э эквивалентом высокоомного сопротивления в виде источника стабильного тока, который будет рассмотрен в дальнейшем вместе с ДК), поэтому можно подставить вместо R_ос в выражение для глубины ПООСТ (см. подраздел 3.2) R_вхОБ:

A = 1 + S₀·R_вхОБ ≈ 1 + S₀/S₀ = 2

Следовательно, можно считать, что в фазоинверсном каскаде присутствует ПООСТ с глубиной, равной двум. Принимая во внимание, что относительно эмиттера VT2 транзистор VT1 включен по схеме с ОК, нетрудно показать, что при идентичности параметров транзисторов K₀₁≈K₀₂≈K₀/2, т.е. коэффициенты передачи по напряжению плеч фазоинверсного каскада на основе ДК равны половине коэффициента передачи каскада с ОЭ.